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              為工業4.0啟用可靠的基于狀態的有線監控 — 第2部分

              —— Enabling Robust Wired Condition-Based Monitoring for Industry 4.0—Part 2
              作者:ADI 公司 Richard Anslow 系統應用工程師 Dara O’Sullivan 系統應用工程師時間:2020-06-15來源:電子產品世界收藏


              本文引用地址:http://www.snowlakeshores.com/article/202006/414223.htm

              簡介

              在“ 啟用可靠的基于狀態的有線監控 — 第1部分 ”一文中,我們介紹了ADI公司的有線接口解決方案,該方案幫助客戶縮短設計周期和測試時間,讓工業CbM解決方案更快地進入市場。本文探討了多個方面,包括選擇合適的加速度計和物理層,以及性能和電源設計。此外,還包括第一部分介紹的三種設計解決方案和性能權衡。本文為第二部分,著重介紹第一部分展示的SPI至RS-485/RS-422設計解決方案的物理層設計考量。

              實現有線物理層接口的常見挑戰包括管理可靠性和數據完整性。但是,在RS-485/RS-422長電纜上分布SPI之類的時鐘同步接口,同時在相同的雙絞線(虛假電源)上部署電源和數據時,會帶來更多挑戰。本文討論以下關鍵問題,并就物理層接口設計提供建議:

              ◆   管理系統時間同步

              ◆   推薦的數據速率與電纜長度

              ◆   適用于共用電源和數據架構的濾波器設計和仿真

              ◆   虛假電源結構中的無源元件性能權衡

              ◆   元件選擇和系統設計窗口

              ◆   試驗性測量

              fig-01.jpg

              圖1.采用與不采用RS-485/RS-422長電纜的系統的MISO數據和SPI SCLK同步。

              時間同步和電纜長度

              設計SPI至RS-485/RS-422鏈路時,電纜和元件會影響系統時鐘和數據同步。在長電纜中傳輸時,SCLK信號會在電纜中產生傳播延遲,100米長的電纜會延遲約400ns到500 ns。對于MOSI數據傳輸,MOSI和SCLK會被電纜延遲同等時間。然而,從從機MISO發送到主機的數據會出現兩倍傳播延遲,因而不再與SCLK同步??赡艿淖畲骃PI SCLK基于系統傳播延遲設置,包括電纜傳播延遲,以及主機和從機元件傳播延遲。

              圖1展示系統傳播延遲如何導致SPI主機上出現不準確的SPI MISO采樣。對于沒有采用RS-485/RS-422電纜的系統,MISO數據和SPI SCLK會以低延遲或無延遲同步。對于采用了電纜的系統,SPI從機上的MISO數據與SPI SCLK之間存在一個系統傳播延遲,如圖1中的tpd1所示?;氐街鳈C的MISO數據存在兩個系統傳播延遲,如tpd2所示。當數據由于電纜和元件傳播延遲而右移時,會發生不準確的數據采樣。

              為了防止出現不準確的MISO采樣,可以縮短電纜長度、降低SPI SCLK,或者在主控制器中實施SPI SCLK補償方案(時鐘相位偏移)。理論上,系統傳播延遲應該小于SCLK時鐘周期的50%,以實現無錯通信;在實踐中,可以將系統延遲限值確定為SCLK的40%,這可以作為一般規則。

              圖2針對1.1部分中描述的兩個SPI至RS-485/RS-422設計提供SPI SCLK和電纜長度指南。這種非隔離設計使用了ADI公司具備高速穩健性的小型RS-485/RS-422器件( ADM3066E 和 ADM4168E )。這種隔離設計還采用了ADI公司的iCoupler?信號和電源隔離 ADuM5401 器件,可以為SPI至RS-485/RS-422鏈路提供更高的EMC穩健性和抗噪聲干擾性能。這種設計會增加系統傳播延遲,導致不可在更高的SPI SCLK速率下運行。在更長的電纜(超過30米)中傳輸時,強烈建議增加隔離,以幫助消除接地回路和EMC事件的影響,例如靜電放電(ESD)、電快速瞬變脈沖群(EFT),以及與數據傳輸電纜耦合的高壓浪涌。當電纜長度達到或超過30米時,隔離和非隔離設計的SPI SCLK和電纜長度性能相似,如圖2所示。

              fig-02.jpg

              圖2.針對隔離和非隔離設計的SPI SCLK和電纜長度指南。

              虛假電源

              fig-03.jpg

              圖3.虛假電源物理層的交流和直流電壓電平。

              背景知識

              虛假電源將電源和數據部署在一根雙絞線上,在主機和從機之間實現單電纜解決方案。將數據和電源部署在同一根電纜上,可以在空間有限的邊緣傳感器節點上實現單連接器解決方案。

              電源和數據通過電感電容網絡分布在單根雙絞線上,具體如圖3所示。高頻數據通過串聯電容與數據線路耦合,可以保護RS-485/RS-422收發器免受直流總線電壓影響,如圖3a所示。圖3所示為通過連接至數據線路的電感連接至主機控制器的電源。如圖3b所示,5V直流電源對交流數據總線實施偏置。在圖3c中,電流路徑顯示為從機和主機之間的IPWR,使用電纜遠端基于狀態監控(CbM)的從機傳感器節點上電感從線路中獲取電源。

              fig-04.jpg

              圖4.SPI至RS-485/RS-422設計和虛假電源濾波器電路。

              高通濾波器

              在本文中,假設將虛假電源電感電容網絡部署到兩根電纜中,這會部署SPI MISO信號的RS-485/RS-422轉換。圖4描述主機和從機SPI至RS-485/RS-422的設計,以及SPI MISO數據線的虛假電源濾波器電路。濾波器電路采用高通電纜,所以要求傳輸的數據信號不能包含直流內容或極低頻率的內容。

              圖5所示為二階高通濾波器電路,這是對圖4的簡化演示。RS-485/RS-422發射器的電壓輸出標記為VTX,R1具備15Ω輸出電阻。R2為30 kΩ,是RS-485/RS-422接收器的標準輸入電阻。電感(L)和電容(C)值可以選擇,以匹配所需的系統數據速率。

              選擇電感(L)和電容(C)值時,需要考慮最大的RS-485/RS-422總線壓降和壓降時間,如圖6所示。存在一些標準,例如對于單根雙絞線以太網2,指出的最大可允許壓降和壓降時間如圖6a所示。對于有些系統,最大的可允許壓降和壓降時間值可能更大,受信號極性交越點限制,如圖6b所示。

              壓降和壓降時間可與圖5中的仿真配對,以確定系統的高通頻率。

              對于衰減出色的系統,高通濾波器截止頻率和壓降要求之間的關系如公式1.3所示

              Eq-01- 為工業4.0啟用可靠的基于狀態的有線監控 第二部分.jpg

              在SPI至RS-485/RS-422通信系統中增加虛假電源時,很顯然可允許的最低SPI SCLK速率會受虛假電源濾波器元件限制。

              為了實現不含位錯誤的可靠通信,需要考慮最糟糕場景下的最低SPI SCLK,例如,當所有的SPI MISO采樣位處于邏輯高電平時,如圖7所示。如果所有的MISO采樣位都處于邏輯高電平,會導致位數據數率低于系統SPI SCLK。例如,如果SPI SCLK為2 MHz,且所有16個位都處于邏輯高電平,那么虛假電源LC濾波器網絡的速率相當于125 kHz的SPI MISO位數率。

              如“時間同步和電纜長度”部分所示,電纜長度越長,需要的SPI SCLK速率越低。但是,虛假電源會限制最低的SPI SCLK速率。要平衡這些對立的要求,就需要小心選擇和確定無源濾波器元件的特性,尤其是電感。

              fig-05.jpg

              圖5.RS-422發射數據路徑和RS-485/RS-422接收數據路徑的二階高通濾波器。

              無源元件選擇

              在選擇合適的功率電感時,需要考慮許多參數,包括足夠的電感、額定/飽和電流、自諧振頻率(SRF)、低直流電阻(DCR)和封裝尺寸。表1提供選擇的功率電感和參數。

              額定電流需要滿足或超過遠程供電的傳感器節點的總電流要求,額定飽和電流需要更大。

              此電感不會給交流數據造成高于其SRF的高阻抗,在達到某個點之后,會開始呈現電容性阻抗特性。選擇的電感SRF會限制在SPI至RS-485/RS-422物理層上使用的最大SPI SCLK,如圖1所示。在長電纜上使用時,可能不會接觸到SRF電感;例如,電纜超過10米時,可能無法達到11 MHz SPI SCLK速率(產品型號為744043101的SRF)。在其他情況下,在長電纜上運行時,電感SRF可能達到更低的SPI SCLK速率(2.4 MHz、1.2 MHz)。如前所述,在虛假電源濾波器網絡中使用時,電感也會限制可允許的最低SCLK速率。

              值更大的電感可以采用12.7 mm × 12.7 mm封裝,值更小的電感可以采用4.8 mm × 4.8 mm封裝。

              選擇合適的直流電壓隔離電容時,受限因素包括瞬態過電壓額定值和直流電壓額定值。直流電壓額定值需要超過最大的總線電壓偏置值,具體如圖3所示。電路或連接器短路時,電感電流會失衡,會被端電極阻抗消耗。出現短路時,需要設置隔直電容的額定值,以實現峰值瞬態電壓。例如,在低功率系統中,電感飽和電流約為1 A時,對應的隔直電容額定值至少為4直流50 V4。

              fig-06.jpg

              圖6.RS-422接收器的壓降和壓降時間。

              表2顯示在通過權衡這些對立要求,以最小化電感尺寸時,會因為物理限制(內部繞組)等受到限制。

              表1.選擇的功率電感參數

              產品型號

              L

               (μH)

              IRATED

              (mA)

              自諧振頻率

              (SRF)(MHz)

              直流電阻

              (DCR)(Ω)

              封裝尺寸

              (mm)

              744043101

              100

              290

              11

              0.6

              4.8 × 4.8

              LPS8045B-105

              1000

              230

              1.3

              3.22

              8.0 × 8.0

              76877530

              300

              2.4

              3.3

              7.8 × 7.0

              SDR0805-102KL

              210

              3.0

              4.5

              7.8 × 7.8

              7687714222

              2200

              260

              1.2

              6.5

              10 × 10

              SRR1208-222KL

              280

              0.65

              4.2

              12.7 × 12.7

              表2.功率電感——對封裝尺寸的限制

              參數

              對封裝尺寸的影響

              足夠高的電感

              電感值越高,內部繞組越多,封裝尺寸越大。

              更高的SRF

              SRF越高,內部繞組越少,封裝尺寸越小。

              更高的額定和飽和電流

              內部繞組更少,但封裝尺寸更大。

              低DCR

              要實現更低的DCR,電纜需要更粗,且減少繞組。



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              關鍵詞: MEMS EMC 工業4.0

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